码分多址车载射频系统可行性研究
赵君伟
（1．北京全路通信信号研究设计院集团有限公司，北京 100070；
2．北京市高速铁路运行控制系统工程技术研究中心，北京 100070）
应答器传输系统（Balise Transmission System，BTS）是一种基于点式信息传输的安全传输系统，实现道旁设备或地面设备与车载设备之间的安全信息传输。BTS包括应答器传输模块（BTM）、车载天线单元（AU）、有源应答器（Controlled Balise）和无源应答器（Fixed Balise）、地面电子单元（LEU）等基本组成部分。和国内应答器传输系统相比较，欧洲环线车载设备同时还具备码分多址（Code Division Multiple Access，CDMA）信号通信功能，需要具有接收并解调解码轨旁设备漏缆发出的CDMA信号的模块，实现车-地通信，这是国内BTM系统没有的。为此需要增加CDMA信号接收功能模块，CDMA体现在射频性能上的特点是带宽宽，具有峰均比，以及射频通道具有良好的线性度。欧洲环线车-地通信示意如图1所示。
图1 欧洲环线车-地通信示意Fig.1 Schematic diagram of vehicle-ground communication of European loop
AL4为传输27.095 MHz的激活信号接口，SUBSET-044标准里对其定义是按照SUBSET-036标准来处理。AL1是将上行的轨旁CDMA信号传输到车载设备的接口。欧洲环线CDMA车载射频接收信号处理流程如图2所示。
图2 欧洲环线CDMA车载射频接收信号处理流程Fig.2 Flow chart of European loop CDMA onboard RF receiving signal
CDMA车载射频系统模块功能的实现关键技术之一，是高功率滤波器的设计开发。依据SUBSET-044标准和BTM接收系统链路计算，对高功率滤波器进行指标定义。天线的信号有13.5 MHz的CDMA小信号和27.095 MHz的应答器激活信号，这个信号输出功率为20 W，幅度很大。如果不对27.095 MHz激活信号抑制处理，直接通过低噪声放大器（Low Noise Amplifier，LNA），放大器将承受不住发送板的高功率信号，器件将会损坏。同时，接收机的模数转换电路也会被27.095 MHz信号阻塞，CDMA信号不能正常解调解码。因此必须对27.095 MHz信号进行抑制处理，另外，还需考虑对来自应答器信号4.5 MHz的抑制，防止4.5 MHz信号影响CDMA的解调解码，高功率带通滤波器要达到这个目的，保障后续放大器和模数转换电路能有效处理工作带内的CDMA信号。
该射频系统模块功能的实现关键技术之二是低噪声放大器的实现。SUBSET-044标准定义接收CDMA的灵敏度是23 dBuA/m，用MFP（Specification of Magnetic Field Probe）探头换算，0 dBm折合112 dBuA/m，折合后灵敏度是 -89 dBm。每赫兹的热噪声按照10×lg(K×T×B)来计算，其中，K是玻尔兹曼参数1.380 649×10-23J/K，T是温度，B是带宽。每赫兹的热噪声是-174 dBm，欧洲环线CDMA的带宽是4.5 MHz，噪声是-107.4 dBm，整个射频接收系统的噪声系数是8.09 dB，结合4.5 MHz带内热噪声，所需信号的最小幅度是-93.31 dB，与灵敏度 -89 dBm相比较，设计有4.31 dB的余量。
1）高功率带通滤波器主要指标定义：根据SUBSET-044 (Issue 2.4.0) 标准的理解，带通滤波器带宽为4.5 MHz，考虑到后续解扩处理，预留边带0.5 MHz，因此按照13.547 5±2.5 MHz定义，即11.05～16.05 MHz。
2）带内插损≤4 dB：信号通带内（11.05～16.05MHz）。
带内插损越小越好，如果带内插损过大，将直接影响射频系统的噪声系数，降低整机的接收灵敏度。SUBSET-044 标准没有对带通滤波器的带内插损进行定义，根据自身系统的链路进行计算，同时结合仿真数据给出最佳的带内插损值在4 dB之内。
3）带外抑制：对于27.095 MHz，要求有尽可能大的抑制，但如果抑制太大，将增加滤波器的阶数，带来的问题就是增加带内插损，根据射频板链路预算，需要≥50 dB。
对于4.5 MHz，因4.5 MHz属于应答器发出的频移键控（FSK）频率，需要考虑应答器在最大功率发射时其对CDMA信号的干扰，这个信号也需要滤除，根据链路计算，需要≥40 dB。
4）端口驻波具体指标：端口驻波定义，在工作带内11.05 ～ 16.05 MHz的回波损耗，端口驻波≤-10 dB。
5）仿真设计：为保证通带内幅频特性的平坦度，采用最大平坦型（巴特沃斯）结构。
本设计用8阶LC结构，采用巴特沃斯的目的是通带内的频率响应曲线具有最大限度平坦，没有纹波，在阻带则逐渐下降为0。1阶巴特沃斯滤波器的衰减率为每倍频6 dB，每10倍频20 dB，8阶巴特沃斯滤波器的衰减率为每倍频48 dB。8阶LC结构能有效克服巴特沃斯滤波器较长过渡带的缺点，满足在27.095 MHz和4.5 MHz抑制，达到本文设计的要求。
带通滤波器仿真结果如图3所示。
图3 带通滤波器仿真结果Fig.3 Simulation results of bandpass filter
通带内，11.05～16.05 MHz 插入损耗最大为-3.715 dB（m1）；
在27.09 MHz处的抑制为-62.033 dB（m3），在4.5 MHz处的抑制为-74.908 dB（m4）；
端口驻波最差处为-11.598 dB。
3.1 电路设计
高功率设计需要做冗余设计，以此来满足高可靠性。为充分保证设计的余量能力，本设计不以BTM发送板输出口做参考，而是以BTM的天线输入口为参考点进行计算。这样能保证设计具有余量，电路中含有频率为27.095 MHz、功率为20 W（+43 dBm）的信号。考虑到线路损耗，线路损耗按照10 m电缆长度0.5 dB衰减来考虑，再考虑到其他因素，比如在高、低温等其他因素条件下预留0.5 dB余量。设计时需要按照在BTM发送板输出端用44 dBm（25 W）以上的功率来计算CDMA接收机的功率承受能力，因此滤波器和电路接入的前端需要考虑能够承受25 W以上的信号。电路按照50 Ω匹配设计，落在电容上的电压至少36 V，通过电感的电流最小为0.71 A，考虑到电容和电感的可靠性工作，需要留有足够的降额设计。电路的前三级电容390 pF、470 pF和100 pF的耐压分别为600 V、600 V和500 V，前三级电感500 nH、390 nH和500 nH的电流分别为4.3 A、4.4 A和4.3 A。
来自天线的信号里不仅有13.5 MHz的CDMA小信号，还有27.095 MHz的激活信号，该信号幅度很大，功率为25 W。如果不对27.095 MHz激活信号抑制处理，直接通过LNA，放大器将承受不住25 W的高功率信号，器件损坏。同时，接收机的模数转换电路也会被27.095 MHz信号阻塞，CDMA信号不能正常解调解码。因此必须对27.095 MHz信号进行抑制处理，另外，还需考虑对来自应答器信号4.5 MHz的抑制，防止4.5 MHz信号影响CDMA的解调解码，高功率带通滤波器达到这个目的，为保障后续放大器和模数转换电路能有效处理工作带内的CDMA信号。
高功率带通滤波器和现有滤波器不同点：1）LC结构形式不同，电感和电容的数量和数值都不一样；
2）通带（工作频带）定义不一样；
3）抑制频点和抑制量定义不一样；
4）滤波器承受功率不同。
J101是信号输入连接器，用的是MCX，J102是测试点连接器，信号从J101输入，从J102处测试，分别接网络分析仪的端口1和端口2。如果连接有大功率信号测试，需要在J102处先加至少30 dB衰减器测试是否有大功率信号泄漏。确定没有后，再进行测试，防止损坏仪表。
3.2 测试验证
单板生产加工后，在实验室进行调试验证，测试之前用校准件将网络分析仪进行校准，然后将单板的输入和输出分别接网络分析仪端口1和端口2进行测试。测试数据如图4所示。
图4 高功率带通滤波器测试结果Fig.4 Test data of high power bandpass filter
3.3 高功率滤波器设计总结
从测试结果来看，11.05 ～16.05 MHz带内插损最大为-2.772 4 dB，优于仿真结果-3.715 dB。带外27.095 MHz处的抑制是-65.130 dB，优于仿真结果-62.033 dB。4.5 MHz处的抑制是-89.140 dB，优于仿真结果-74.908 dB。11.05～ 16.05 MHz工作带内的端口驻波小于-11.861 dB，优于仿真结果-11.598 dB。
通过功率放大器输出30 W功率，来验证滤波器的高功率性能，通过连续高功率24 h加电运行，电路各项指标正常，测试结果与图5、6一致。
以上所有测试指标均优于定义需求。本设计已满足并成功应用于欧洲环线实际工程中。
4.1 两种低噪声放大器概述
LNA位于接收机链路的前端，在天线滤波器之后。其目的是放大由天线捕获的非常微弱的信号，增大信号的信噪比，便于后续电路信号处理。为最大限度地提高接收机的灵敏度，LNA的噪声值应该尽可能地低。
根据如图5所示的系统指标分析，接收机采用两种LNA组成的三级放大结构。可以采用两种LNA型号的低噪放。这两种LNA构成的三级放大结构可提供约60 dB的信号增益。
图5 接收机系统指标分析Fig.5 Index analysis of receiver system
4.2 第一级及第三级LNA指标分析
这种使用E-PHEMT技术制作的宽带放大器（1 MHz～1 GHz），可在一个广泛的频率范围并提供极高的动态范围和极低的噪声系数。在工作频段内其典型噪声系数约1 dB，其增益指标约为24 dB，在线性度方面其输出1 dB压缩点可达22 dBm，因此可以用来做第一级和第三级放大器。此外，在较宽的频率范围内具有良好的输入和输出回波损耗特性。可以采用SOT-89封装，具有很好的热性能。第一种低噪声放大器主要性能指标如图6所示。
图6 第一种低噪声放大器主要性能指标Fig.6 Main performance indexes of the first low noise amplifier
4.3 第一级及第三级LNA电路设计
第一级和第三级LNA的外围电路主要参考典型应用电路其输入、输出均为50 Ω宽带匹配，因此其外围电路只有简单的滤波和隔直，射频输出端口同时也是DC电源端口，该电路采用+5 V供电，工作电流最大162 mA。
4.4 第二级LNA指标分析
采用InGaP HBT技术制作的宽带微波放大器，在工作频段内其增益为12 dB，噪声系数4.5 dB，输出1 dB，压缩点为18 dBm。因其噪声系数较大，只能用来做第二级放大器，它可以弥补两级放大器结构的增益不足，而又不会过多地影响整个链路的噪声和线性度性能。GALI-6+主要性能指标如图7所示。
图7 GALI-6+主要性能指标Fig.7 Main performance indexes of GALI-6+
4.5 第二级LNA电路设计
第二级LNA的外围电路主要参考典型应用电路其输入、输出均为50 Ω宽带匹配，因此其外围电路只有简单的滤波和隔直，射频输出端口同时也是DC电源端口，该电路采用+5 V供电，工作电流70 mA左右。
差分转换电路可以采用现有的器件，实现单端到差分信号的转变，但需要对其外围电路进行仿真优化。差分转换电路匹配仿真结果如图8所示。
图8 差分转换电路匹配仿真结果Fig.8 Simulation results of differential conversion circuit matching
通过对高功率滤波器建模仿真和工程实现验证，滤波器对带外27.095 MHz处有足够的抑制，并且能够承受住来自发送板的高功率能量，达到设计目的。本文对低噪声放大器的性能指标进行详细论证，从系统的角度考虑低噪声放大器噪声系数和级联增益，对相对适合的射频器件技术进行阐述。本文对差分转换匹配电路进行仿真优化，保证射频信号与后续模拟数字转换电路的良好匹配，因此，CDMA车载射频系统的实现具有可行性。
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